ЕДНОТАКТЕН ИМПУЛСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ, Термочувствителни елементи и техните характеристики

Дипломна работа

Съдържание

УВОД.. 3

ПЪРВА ГЛАВА: Обзор на импулсните транзисторни преобразуватели с подобрени комутационни качества и методи за анализ. 5

1. 1. Обзор на импулсните транзисторни преобразуватели. 5

1. 1. 1. Според принципа на действие: 6

1. 1. 2. Според управлението на ключовите елементи: 6

1. 2. Видове схемни решения на еднотактни транзисторни импулсни преобразуватели с непосредствена връзка  8

1. 2. 1. Еднотактен прав понижаващ преобразувател. 8

1. 2. 2. Повишаващ обратен преoбразувател. 8

1. 2. 3. Понижаващ/ повишаващ обратен преобразувател. 8

1. 2. 4. Чук преобразувател. 9

1. 2. 5. Импулсен преoбразувател с трансформаторна връзка. 9

1. 2. 6. Квази резонансни преобразуватели. 10

1. 3. Избор на ключов елемент и начини за подобряване на комутационните им свойства. 12

1. 3. 1. Избор на ключов елемент. 12

1. 3. 2. Мощни биполярни транзистори. 12

1. 3. 3. Мощни MOS транзистори. 14

1. 3. 4. IGBT транзистори. 16

1. 3. 5. Начини за подобряване на комутационните свойства на мощните ключове подобряване на комутационните свйства на биполярен транзистор. 17

1. 3. 6. Интегрални схеми за управление на импулсни реобразуватели. 23

1. 4. Методи за анализ. 23

1. 4. 1. Видове анализ в PSpice. 24

1. 4. 2. Математически модели. 25

ВТОРА ГЛАВА: Избор на схеми на импулсни преоб- разуватели и електрическо проектиране. 36

I. Електрическо оразмеряване на понижаващ dc-dc преобразувател с пасивен демпфер и PWM комутация  36

1. Избор на мощен ключов транзистор и изправителни диоди. 36

1. 1. Избор на транзистор. 36

II. Електрическо оразмеряване на преобразувател на Чук с пасивен демпфер и PWM комутация. 38

1. Избор на мощен ключов транзистор и изправителни диоди. 38

1. 1. Избор на транзистор. 38

III. Електрическо оразмеряване на повишаващ квазирезонансен преобразувател с мека комутация по напрежение. 40

1. Анализ на понижаващ преобразувател с пасивен демпфер. 42

1. 1. Принцип на действие на използваната демпферна схема. 43

1. 2. Анализ на предложената схема на dc-dc преобразувател. 44

1. 2. 1. Изследване влиянието на товарното съпротивление Ro върху стойността на изходното напрежение Uout 44

1. 2. 2. Изследване влиянието на индуктивността Lm върху стойността на изходното напрежение Uout 46

1. 2. 3. Изследване влиянието на демпферният кондензатор Cs върху стойността на комутационните загуби върху ключа  47

1. 2. 4. Изследване влиянието на индуктивността Ls върху стойността на комутационните загуби върху ключа. 49

1. 2. 5. Изследване влиянието на кондензатор Cb върху стойността на комутационните загуби върху ключа. 51

1. 3. Заключение. 52

2. Анализ на преобразувател на Чук с пасивен демпфер. 52

2. 1. Анализ на Чук преобразувателя. 53

2. 1. 1. Изследване влиянието на товарното съпротивление Ro върху стойността на изходното напрежение Uout 53

2. 1. 2. Изследване влиянието на индуктивностите L1 и L2 върху стойността на изходното напрежение Uout 54

2. 1. 3. Изследване влиянието на кондензатора С1 върху стойността. 55

2. 1. 4 Изследване влиянието на демпферният кондензатор Cs върху стойността на комутационните загуби върху ключа  56

2. 1. 5. Изследване влиянието на индуктивността Ls върху стойност- 57

Заключение. 59

Литература. 60

 

УВОД

Схемите, възлите и устройствата на силовата електроника, към които се поставят все по-високи изисквания, се проектират значително по-ефикасно на базата на моделирането и анализа на електромагнитните процеси в тях.

Мощно средство в този смисъл са методите за компютърно проектиране и моделиране. Забелязващата се тенденция за все по-широко използване на изчислителната техника за проектиране на силови електронни устройства се обуславя от редицата предимства, които се постигат спрямо класическите методи:

1.                           Създава се възможност за приемане на решение още в етапа на проектирането на устройството въз основа на значително повишеното количество информация.

2.                           Устройството може да се изследва в широк обхват на изменение на влияещите фактори, дори и при трудно осъществими или опасни за реалната система комбинаций от параметри.

3.                           Може да се анализират и проектират сложни по структура и принцип на действие силови електронни усройства, за които класическите методи са неприложими или са основани на опростяващи допускания, съществено намаляващи точността.

4.                           Възможно е разработването на силови електронни устройства, оптимални по група показатели.

Моделиращите програми за схеми, възли и устройства на силовата електроника според сложността, възможностите и предназначението им се подразделят на следните видове:

1.                           Специализирани модели – основани са на някой опростяващи допускания и описват поведението на даден тип или клас устройства или установен режим, като предварително е известен принципът на работа и последователността на превключване на ключовите елементи.

2.                           Универсални модели – изобразяват всякакви режими на работа (преходни, установени, аварийни) на произволно по структура и параметри силово електронно устройство.

ПЪРВА ГЛАВА: Обзор на импулсните транзисторни преобразуватели с подобрени комутационни качества и методи за анализ

Обзор на импулсните транзисторни преобразуватели, подобрени комутационни качества и методи за анализ.

1. 1. Обзор на импулсните транзисторни преобразуватели

Импулсните преобразуватели на постоянно напрежение в постоянно изпълняват ролята на трансформатор за постоянно напрежение. В много литературни източници се наричат ds-ds конвертори.

Импулсните преобразуватели са основни блокове в импулсни стабили- затори, импулсни захранващи блокове, регулатори на постоянно напрежение и др.

Те се характеризират с:

-     висок КПД поради ключовия характер на работа на регулиращия елемент;

-     малка чувствителност към температурни изменения на околната среда;

-     малки габарити и маса.

Недостатъци на импулсните стабилизатори са:

-     импулсния режим на работа налага използването на входни и изходни филтри, което намалява динамиката на регулиране;

-     по-нисък коефициент на стабилизация;

-     внасят ради смущеня в ефира и импулсни замърсявания в захранващата мрежа.

1. 1. 1. Според принципа на действие:

Импулсните преобразуватели, според принципа си на дсйствие биват пражи и обратни. При пражите преобразуватели се предава енергия от захранващия източник към товара, когато е включен клю човият елемент, а при обратните преобразуватели, енергията се предава, когато е запушен (изключен) ключовият елемент.

1. 1. 2. Според управлението на ключовите елементи:

В зависимост от начина на управление на ключовият елемент импулсните преобразуватели са:

-     резонансни;

-     с ШИМ;

-     резонансни-ШИМ;

-     квазирезонансни.

Квазирезоннансните от своя страна са:

-     с превключване в нулата на тока;

-     с превключване в нулата на напрежението.

Резонансния принцип осигурява по-голям КПД и по-малки размери в сравнение с класическия ШИМ. При него почти са отстранени основните честотно зависими загуби в преобразувателите. Квазирезонансните ключови преобразуватели са още по-алтернативни, понеже при тях освен високото КПД имаме и минимално ниво на радиосмущенията.

 

1. 1. 3. В зависимост от конструктивния признак

В зависимост от конструктивния признак биват:

-     с непосредствена връзка между преобразувателя и товара;

-     с трансформаторна връзка между преобразувателя и товара.

Схемното решение с транформаторна връзка се използва когато са нужни повече от едно изходно напрежение или при необходимост от галваническо разделяне отделяне на товара от преобразувателя.

При импулсните преобразуватели с непосредствена връзка ключовия елемент ( често транзистор), преобразувапостоянното напрежение в правоъгълни импулси, на които може да се изменя продължителноста на импулса (tи), периода на повторение (Т) или и двете едновременно. След това чрез ниско честотен филтър се отделя постоянната съставка на импулсната поредица, което представлява из- дното напрежение (Фиг.1)

Постоянната съставна или средната стойност на импулсната поредица се определя от:

U0== (1. 1)

където d=tи. Е/Т – коефициент на запълване.

 

 

Фиг.1

1. 2. Видове схемни решения на еднотактни транзисторни импулсни преобразуватели с непосредствена връзка

Съществува голямо разнообразие на схемни реализации на импулсни преобразуватели с непосредствена връзка, но  широко приложени намират следните:

1. 2. 1. Еднотактен прав понижаващ преобразувател

При отпушването на транзистора Q1 (Фиг.2а) тече работният ток през индуктивноста L в товара, като в същото време в нея се натрупва енергия. След запушване на транзистора запасената енергия в индуктивноста продължава да провежда ток в товара през диода D1.

Стойността и формата на тока през товара зажисят от работната честота и стойноста на L и R0.

1. 2. 2. Повишаващ обратен преoбразувател

При него (Фиг.2.б), когато е отпушен транзистора Q1 се запасява енергия в бобината L и при запушване на Q1 индуктираното в L напрежение се сумира със захранващия източник върху товара R0.

 а)                                                          б)

Фиг.2

1. 2. 3. Понижаващ/ повишаващ обратен преобразувател

При този тип преoбразувател (Фиг.3а) отново при отпушване на транзистора Q1 се запасява енергия в бобината L. При запушването на транзистора индуктираното върху L напрежение провежда ток в товара. Стойноста на изходното напрежение е: U0=d. E/1-d

 а)                                                                          б)

Фиг.3

1. 2. 4. Чук преобразувател

Когато транзистора Q1 (Фиг.3б) е запушен става зареждане на С1 от захранващият източник Е и напрежението на бобината L1 през диода D1. При отпушване на транзистора Q1 напрежението на кондензатора С1(Uc1) се прилага върху товара през Q1 и L2, като се зарежда кондензатора С2 с означения поляритет. По посоченият принцип на действие кондензатора С1 достига енергията, която се подава на товара. Схемата представлява комбинация от прав и обратен преoбразувател и е понижаващо-повишаваща в зависимост от коефициента на запълване.

1. 2. 5. Импулсен преoбразувател с трансформаторна връзка

На Фиг.4 са показани два варианта на еднотактни конвертори с трансформаторен изход.

При правия преoбразувател (Фиг.4а) се запасява енергия в трансформа-тора, когато е отпушен Q1 и се зарежда С2, когато е запушен Q1. Това зависи от  начина на свързване на трансформатора като с точки се означават началата на намотките.

 а)                                                                                     б)

Фиг.4

При правия преoбразувател (Фиг.4б) енергията се прехвърля от захранващия източник в товара, когато е отпушен транзистора Q1.

През този интервал от време е отпушен диода D2 и са запушени диодите D1 и D3. Размагнитващата намодка W3 служи да размагнити трансформатора в интервала, когато транзистора е запушен. Това претпазва транзистора от пренапрежения.

1. 2. 6. Квази резонансни преобразуватели

При квазирезонансните преобразуватели напреженията и токовете са със синусоидална форма. Ако превключването се извършва в подходящ момент, резултата е липса на загуби от него и контролирана скорост на изменение на напреженията и токовете.

Квазирезонансните пребразуватели използват трептящ кръг, в който възникват затихващи трептения при подаване на скокообразно изменящисе напрежения или токове. Този кръг се свързва между мощния ключ и трансфо-рматора и/или изходния филтар. Периода на трептенията практически е неизменен, а периода на работата на мощния ключ го следва. За промяна на енргията постъпваща в товара се изменя броя на периодите.

Понастоящем преобразувателите с превключване в нулата на тока са подходящи за големи входни напрежения, но не се препоръчват за големи мощности върху товара. За тези с превключване в нулата на напрежнието обратно, за голяма изходна мощност и за по-малки входни напрежения.

На Фиг.5 е показан квазирезонансен преобразувател с превключване в нулата на тока. Схемата е с паралелен резонанс тъй като товара е свързан паралелно на кондензатора на треотящия кръг.

 

Фиг.5

Чрез промяната на броя на включванията на ключа за една секунда се изменя мощността отделяна върху товара. Това означава, че схемата трябва да работи с фиксирано време на затворения ключ и изменящо се време на отворения ключ.

От квазирезоннансните преобразуватели най-разпространени са тези с превключването при нулата на напрежението, главно поради две причини. Първата е, че при промяна на входното напрежение типичните изменения на честотата са четири пъти, докато при другия вид (превключващи в нулата на тока) те са десет пъти. Втората причина са по-добрите им параметри при голям изходен ток. На Фиг.6 е показана схемата на понижаващ квазирезонансен преобразувател с превключване в нулата на напрежението.

Мощния ключ е затворен през по-голямата част от времето и за увеличаване на изходната мощност се увеличава продължителноста на отвореното му състояние.

Фиг.6

1. 3. Избор на ключов елемент и начини за подобряване на комутационните им свойства

1. 3. 1. Избор на ключов елемент

Транзисторите са едни от  използваните ключови елементи в преобразувателната техника.

С развитието на технологиите за изработването на мощни транзистори стана възможна направата на ключови захранващи източници, работещи с напрежение, получено от директното изправяне на мрежовото напрежение. Пражилният избор на типа на транзистора и режима му на работа при голяма комутирана мощност определя основните показатели на захранващия източник – надежност, КПД, маса и обем.

1. 3. 2. Мощни биполярни транзистори

Пълната характеристика на електреическите и термични възможности на мощните биполярни превклщчващи транзистори се дава от диаграмата на така наречената област на безопасна работа.

Фиг.7

Тази диаграма като правило се прилага винаги в проспектите на фирмите-производителки на транзистори. На Фиг.7 е дадена диаграма на областа на безопастна работа на транзистора BUY69A, подходящ за направата на ключови захранващи източници, работещи с директно изправено мрежово напрежение. Границите на областа на безопастна работа на транзистора се опеделят от максималните допостими стойности на токовете и напреженията. разгранияават се четири участъка.

Първи участък – на разрешен постоянно токов режим. Той се ограничава от максималното допустимо напрежение UCEmax (т. А на Фиг.7), максималният допустим колекторен ток ICmax (т. В), максималната загубна мощност Ptot=PCE+PEB (линията В-С), линията на вторичен пробив С-D.

Втори участък – на разрешен импулсен режим. Той се ограничава от максималния допустим ток ICMmax и напрежението UCEmax. Другите две линии са успоредни на B-C и C-D и се дават за различни продължителности на импулсите. С намаляването на времетраенето на импулсите участъкът се разширвява до правоъгълника, ограничен от линиите с кординати IC=ICMmax и UCE=UCEmax.

Трети участък – на разрсшена работа по време на отпушване при RBE£10W и време tp£5ms

Четвърти участък – на разрешена работа по време на запушване на транзистора при UBE£0 и tp£5ms.

В процеса на превключване транзистора преминава през четири състояния – изключено, състояние на включване, включено и състояние на изключване. На тях съответстват четири вида загуба на мощност. При импу-лсните преобразуватели  голямо значение иматзагубите на мощност при включване и изключване. Мощностите при тези две състояния, са пропо-рционални съответно на напрежението на насищане UCEsat, и обратния ток ICE0. Мощностите на включване и изключване на транзистора са пропорционални на времената на включване ton и изключване toff. При увеличаване на работната честота те стават по-големи от първите две мощности.

Времето на включване на транзистора се състои от време на задържане на фронта td и време на нарастване tr т. е. ton=td+tr, а времето на изключване се състои от време на разсейване ts и време на спадане tf т. е. toff=ts+tf.

1. 3. 3. Мощни MOS транзистори

MOS транзисторите намират все по голямо приложение като мощни ключове. Цената им и разсейваната мощност върху затворения ключ са сравними с тези на биполярните транзистори в повечето приложения, докато времето на превключване е 5-10 пъти по-малко, което обуславя много по-малките комутационни загуби. Липсата на неосновни токоносители (съответно липсата на рекомбинация), водят до минимално време на превключване.

MOS транзисторите представляват източник на ток управляван с напрежение. При тях е възможна появата на пробив, който е в следствие на отскоците на напрежението, които се получават в момента на запушжане на транзистора при наличието на индуктивни елементи. При високо волтовите MOS транзистори с увеличаването на пробивното напрежение нараства и съпротивлението Rds. Основно изискване към един мощен елемент е да провежда голям ток - над 1А. Той се определя от възможноста за разсейване на съответната топлинна мощност. В това отношение при MOS транзисторите има наистина твърде добри постижения. При някои транзистори на фирмата “Motorola” номиналният ток достига до 200А, а импулсния до 800А и разсейвана мощност от порядъка на 500W.

Максимално допустимия дрейнов ток се ограничава от два фактора 1)Ugsmax – което определя максималният управляем ток и 2) загряването на кристала. Тук играят роля както Rds(on) – съпротивлението в отпушено състояние между дрейна и сорса, така и топлинното съпротивление между кристала икорпуса Rthjc. Условията на вторичен пробив не влияят както е при биполярните транзистори.

Управляващото напрежение на МОS транзисторите е еднополяр но, тъй като не е нужно да се ускорява запушването, като се прилага обратно ускоря-ващо напрежение. Необходимото ниво на управляващото напрежение е такова, че е възможно управлението да се осъществи директно от ТТL или CMOS интегрални схеми. Стръмността е изключително голяма и достига до 50A/V.

Добрите честотни показатели на мощните MOS транзистори поставят повишени изисквания към останалите елементина схемата.

Наложителна е употребата на бързи и свръхбързи диоди. Кондензаторите и феритите трябва да работят при високи честоти без големи загуби. Дори собствената индуктивностна резисторите понякога създава големи трудности, ако не се компенсира. Въпреки, че се управляват с напрежение, мощните MOS транзистори изискват голяма амплитуда и много стръмни фронтове на тока на управляващия импулс, тъй като обикновенно входният им капацитет е значителен и се налага зарядният ток да бъде доста голям.

Една от главните цели при разработването на мощни MOS транзистори е да се постигне възможно  малка стойност на Rds. Това съпротивление има пряко отношение към големината на топлинните загуби когато транзистора е в ключов режим. С увеличаване на температурата Rds(on), също се увеличава, като зависимоста е нелинейна. При запушен транзистор мощноста разсейвана върху него е нищожна, понеже токът на утечка е много малък. Разсейваната мощност се увеличава през времето на комутация и през времето когато транзистора е отпушен. Големината на комутационните загуби зависи и от вида на товара. Разсейваната варху транзустора мощност се получава като се изчисли енергията, отдадена върху него за една секунда.

 Азап=Uds. Id. tf ; Аотп=Uds. Id. tr ; PD=Uds. Id. (tr+tf)f

1. 3. 4. IGBT транзистори

В мощните токозахранващи устройства се използват и IGBT транзисто-рите, тъй като работят при големи напрежения и с големи токове, а упра-влението им е аналогично на това на MOS транзисторите. Съвременните IGBT представляват комбинация от MOS транзистор на входа (гейта) и “незаключваем” транзистор на изхода (между колектора и емитера). Еквива-лентната схема на IGBT е дадена на Фиг.8а. Времената му на превключване са около 500ns, което е повече от колкото на мощните MOS транзистори, но по малко в сравнение с мощните биполярни транзистори.

                       

 а)                                                          б)

Фиг.8

IGBT се препоръчват при изходна мощност над 500W, където представляват добър компромис между бързина на превключването, напрежение на насищане и мощност в управляващата верига Фиг.8б.

Взможните загуби от комутация при IGBT транзисторите намаляват чрез употребата на така наречената “мека” техника на превключване при нулево напрежение (ZVC) или при нулев ток (ZCS). Превключването при нулев ток е предимно за резонансните преобразуватели, а при нулево напрежение – за преoбразувателите с ШИМ.

1. 3. 5. Начини за подобряване на комутационните свойства на мощните ключове подобряване на комутационните свйства на биполярен транзистор

Управлението на биполярен ключов транзистор става чрез схема за управление и специално драйверно стъпало. Напрежението на изхода на управлявщата схема се усилва по мощност от драйверното стъпало и през подходяща верига се подава на базата на мощния транзистор. От синте-зирането на оптимална управляваща базова верига за мощния транзистор до голяма степен зависят времената ton и toff за съответната схема, а оттам и загубите при превключване на транзистора, КПД и надежност на схемата.

При ключовите преобразуватели от съществено значение е намаляването на комутационните загуби при работа на мощния транзистор. Намаляване времето за изключване чрез лавинно запушване на транзистора, като се пода-ва подходящо обратно напрежение на прехода база-емитер Фиг.9.

 

Фиг.9

При подаване на логическа нула на входа на транзистора Q1, той се запушва, като в същото време транзистора Q2 се отпушва през резистора R1. Този резистор се избира така, че да осигури насищането на Q2. През делителя R2, R3 се подава ток IIB3, който отпушва мощния транзистор Q3. Същевременно се зарежда и кондензатора С1. При подаване на логическа единица на входа на Q1 той се отпушва и запушва Q2, като заряда върху С1 осигурява отрицателно напрежение и от там тока IВ2 необходим за лавинното запушване на Q3. По този начин се намалява значително времето toff.

Често се препоръчва трансформаторна връзка между драйверния и мощния транзистор. На Фиг.10 е дадена схема за управление на ключов транзистор с отделни вериги за включване и изключване.

  

Фиг.10

В този случай необходимото отрицателно напрежение се получажа чрез елементите R2, C2, RB, LB. Индуктивноста LВ намалява toff, но влошава процеса на включване на транзистора и затова се използва отделна верига за включване C1, D1, R1. Групата R1, C1 осигурява по-голям първоначален базов ток, необходим за бързото отпушване на транзистора.

Съществуват и редица други по-сложни схеми (описани  често във фирмената литература), които осигуряват лавинно запушване и форсирано отпушване на мощния транзистор.

В импулсните захранвания се използват и някой вериги за за- щита на мощния транзистор (Фиг.11). Веригата D5, R5, C5 ограничава напрежението върху транзистора до 2Uвх. За постигане на тази цел време константата R5, C5 трябва да бъде по-голяма от периода T.

Фиг.11

Ако максималното напрежение върху транзистора е много по ниско от UCemax веригата D5, R5, C5 може да липсва.

 Веригата D4, R4, C4 е предназначена да осигури спадане на колекторния ток до нула, преди колекторното напрежение да нарастне до граничната стойност UCE0, дефинирана от областа на безопасна работа. Употребата на тази верига е задължителна и за правия и за обратния преобразувател.

Веригата D6, L6, R6 ограничава скороста на нарастване колекторния ток. Тя трябва да се използва само там, където индуктивноста на разсйване между първичната и вторичната намодка на трансформатора е малка.

подобряване комутационните свойства на MOS транзистори и IGBT

При мощните MOS транзистори, между сорса гейта има значителен паразитен капацитет(между 900 и 2000pF), а в отпушено и запушено състояние тока на гейта е само няколко nA. Драйверното стъпало трябва да може да работи с чисто капацитивен товар, което означава да осигурява бързо зареждане иразреждане с големи токове с малък постоянен ток.  доброто решение за драйвера е той да има две части, осигуряващи поотделно работата на отворения изатворения ключ. Това се постига чрез противо тактен емитерен повторител. При използването на противотактен емитерен повторител, лесно се постигат времена на превключване от порядъка на 50-100ns. Когато работната честота на ключовия стабилизатор е над 300kH G трябва да е с нискоомен източник на напрежение. Това налага в близос до драйвера да се свърже достатъчно добър филтриращ кондензатор. B MOS транзисторите не се наблюдава наблюдава вторичен пробив или натрупване на токоносутели, но има други проблеми. Първо превключването им е толкова бързо, че ти пичните паразитни индуктивности на трансформатора и монтажа обуславят големи отскоци на напрежението, които могат да ги повредят. За намаляване на скороста на превключване се препоръчва да се свърже резистор последователно на G. Съпротивлението му не трябва да надхвърля 50W тъй като между D и G има динамичен капацитет 80-150 pF. При значтелен изходен импеданс на дрйвера се получават паразитни осцилаци на MOS транзистора по време на включване и изключване.

Това рязко увеличава разсейваните мощности при превключване, и може да доведе до повредана транзистора поради прегряване.

Схемите за управление на IGBT са същите както замощните MOS транзистори.

 

 а)                                                                            б)

 в)                                                                 г)

фиг12

На Фиг.12 са показани четири драйверни схеми:

-     Фиг.12 а – захранване от “непълно” изходно стъпало

-     Фиг.12 б – захранване от противотактен емитерен повторител

-     Фиг.12 в – схема с трансформаторна връзка

-      Фиг.12 г – буфериране на ИС за управление при работа на MOS ключа при високи честоти или при транзистори с голям капацитет Cgs

При използване на драйвери с трансформаторна връзка трябва да се има предвид, че точката от вторичната намодка, спрямо която се измерват променливите напрежения (променливо токова маса), има постоянно напре-жение, равно на произведението от средната стойност напроменливите със-тавни и коефициента на трансформация. В резултат натова при промяна на коефициента на запълване на драйверните импулси се мени и постоянното напрежение на постоянно токовата маса. При малък коефициент на запълване се получава малко отрицателно и голямо положително напрежение. С увеличаване на коефициента на запълване “нулата” се премества към отри-цателните отскоци. За избягваме на лавинен пробив към базата(или G) трябва да се включи ограничаващ диод в обратно свързване. При биполярните транзистори се препоръчват три последователно свързани диода (напрежение около 2. 2V), а за мощни MOS транзистори стабилитрон с ценерово напрежение не по-голямо от 18-20V.

1. 3. 6. Интегрални схеми за управление на импулсни реобразуватели

В съвременните ключови захранващиизтояници обикновенно се изпол-зва една упражляваща ИС, чиитофункци са:

-     поддържане на постоянно изходно напрежение;

-     осигуряване на защита срещу претоварване и късо съединение;

-     защита срещу повишено изходно напрежение и др.

За претпазване на източникът от свръх токове привключване, в ИС има вградена верига за бавен, нареченоще “мек” старт. Тази верига по-степенно повишава коефициента на запълване и от тан и изходното напрежение.

Интегралната схема TDA1060 е предназначена за директно управление на прави и обратни преобразуватели, а чрез включване на други допълнителни ИС може да управлява и противотактни преобразуватели.

Други ИС за управление са; TDA4700, TDA4718, TL494, TL495 и др.

1. 4. Методи за анализ

В пследните години санаха достъпни редица програмни продукти за научни и инжинерни изследжания. Един от тях е Design Center (Pspise) на фирмата Micro Sim.

Основата на системата Design Center се състои от програмата Pspise, която се явява  извесната модификация на програмата за схемотехническо моделиране SPISE(Simulation Program with IntegraTed Circuit Emphasis). Тя се оказва доста удачна и се развива интензивно като става еталонна за моделиране на аналогови и цифрови устройства.

С развитието си PSpise влиза в състава на програмната система Design Center. Следващото поколение системи Design Center 6. 0 се характеризира с възможности за отчитането на паразитните ефекти, присъщи на реалните печатни платки.

Версията Design Center 6. 1 се попълва с модели за параметрични оптими-заций, а версията 6. 2 реализира възможностите за разработване на печатни платки.

В системата Design Center влизат следните програми:

-     Schematics – графичен редактор за принципни схеми;

-     - PSpice A/D – модефициране на смесени аналогово-цифрови

-     устройства;

-     Stimuls Editor – редактор за входни сигнали(аналогови и цифрови);

-     Probe – графично изображение, обработка и документиране на резултатите от моделирането;

-     Parts – идентификация на параметрите на математическите модели на елементите;

-     PSpice Optimizer – параметрична оптимизация на аналогово-цифровите усройства по зададени критерии при налични нелинейни ограничения ;

-     Text Editor – текстов редактор за принципни схеми; и други.

1. 4. 1. Видове анализ в PSpice

-     постояннотоков анализ (DC);

-     изчисляване режима на работа на схемата (OP);

-     честотна характеристика (AC);

-     шумова характеристика (NOISE);

-     постояннотокова чувствителност (SENS);

-     временен анализ (TRAN);

-     фуриеров анализ (FOUR);

-     параметричен анализ (PA).

1. 4. 2. Математически модели

В PSpice електронните елементи се описват чрез математически модели.

модел на биполярен транзистор

Биполярният транзистор се описва чрез адаптивния модел на Гумел-Пун. Този модел автоматически се опростява до простия модел на Еберс-Мол, като се опростят някой параметри. Еквивалентните схеми на тези модели за n-p-n структора са показани на Фиг.13.

Параметрите на пълният математически модел на биполярния транзистор са показани в табл. 1. 1


Табл. 1. 1

Име на параметър

Параметър

Стойност

Разменост

IS

Ток на насищане при температура 27оС

10-16

А

BF

Максимален коефициент на усилване по ток в нормален режим в схема ОЕ

100

-

BR

Максимален коефициент на усилване по ток в инверсен режим в схема ОЕ

1

-

NF

Коефициент на нелинейност в нормален режим

1

-

NR

Коефициент на нелинейност в инверсен режим

1

-

ISE

Ток на насищане на утечка на прехода В-Е

0

A

ISC

Ток на насищане на утечка на прехода В-С

0

A

IKF

Ток на началния спад на зависимостта на BF от колекторния ток в нормален режим

¥

A

IKR

Ток на началния спад на зависимостта на BR от емитерния ток в инверсен режим

¥

A

NE

Коефициент на нелинейност на прехода В-Е

1. 5

-

NC

Коефициент нанелинейност на колекторния преход

1. 5

-

NK

Коефициент определящ множителя Qb

0. 5

-

ISS

Обратен ток p-n прехода на подложката

0

A

NS

Коефициент на нелинейност на прехода на подложката

1

-

VAF

Напрежение на Ърли в нормален режим

¥

V

VAR

Напрежение на Ърли в инверсен режим

¥

V

RC

Обемно съпротивление на колектора

0

W

RE

Обемно съпротивлени на емитера

0

W

RB

Обемно съпротивление на базата

0

W

TF

Време на преноса на заряда през базата в нормален режим

0

S

TR

Време на преноса на заряда през базата в инверсен режим

0

S

QCO

Множител, определящ заряда в епитаксиалната област

0

C

RCO

Съпрътивление наепитаксиалната област

0

W

VO

 

10

V

GAMMA

Коефициент на легираната епитаксиална област

10-11

-

CJE

Капацитет на емитерния преход

0

PF

VJE

Контактна потенциална разлика на прехода В-Е

0. 75

V

CJC

Капацитет на колекторния преход

0

F

VJC

Контактна потенциална разлика на прехода В-С

0. 75

V

FC

Коефициент на нелинейност на бариерния капацитет

0. 5

-

EG

Ширина на забранената зона

1. 11

EV

XTB

Температурен коефициент BF и BR

0

-

XTI

Температурен коефициент IS

3

-

MJE

Коефициент отчитащ плавността на емитерния преход

0. 33

-

MJC

Коефициент отчитащ плавността на колекторния преход

0. 33

-

CJS

Капацитет на колекторния преход

0

F

VJS

Контактна потенциална разлика на прехода С-подложка

0. 75

V

а) модел на Гумел-Пун                                                  б) модел на Еберс-Мол

Фиг.13

Статичния режим на транзистора се описва от следните съотношения:

Ib=Ibe1/BF+Ibe2+Ibc1/BR+Ibc2;

Ic=Ibe1/Qb-Ibc1/Qb-Ibc1/BR-Ibc2;

Ibe1=IS[exp(Vbe/(NF. Vt))-1];

Ibe2=ISE[exp(Vbe/(NE. Vt))-1];

Ibc1=IS[exp(Vbc/(NR. Vt))-1];

Ibc2=ISC[exp(Vbc/(NC. Vt))-1];

Qb=Q1[1+(1+4Q2)NK]/2;

Q1=1/(1-Vbc/VAF-Vbe/VAR);

Q2=Ibe1/IKF+Ibc1IKR;

Is=ISS[exp(Vjs/(NS. Vt))-1;

На Фиг.13 са приети следните означения: Ib-базов ток;Ic-колекторен ток;Ibe1-колекторен ток в нормален режим;Ibc1-колекторен ток в инверсен режим;Ibe2, Ibc2-съставящи на тока на прехода база-емитер, вследствие на неидеалноста на прехода;Is-ток на подложката Vbe, Vbc-напрежение вътрешна база-емитер и вътрешна база-колетор; Vbs-напрежение вътрешна база - под-ложка; Vbn-напрежение вътрешна база-подложка за режим на кжазинасищане; Vbx-наорежение вътрешна база - вътрешен колектор; Vce-напрежение вътрешен колектор-вътрешен емитер;Vjs-напрежение вътрешен колектор-подложка за NPN транзистора, напрежение вътрешена подложка-колектор за PNP транзи-стор или напрежение вътрешна база-подложка за LPNP транзистор.

-модел на MOS транзистор

В програмата PSpice полевите транзистори с изолиран геит (MOS, MOSFET) се описват с шест различни системи уравнения избора на които се определя от параметара LEVEL приемащ стойности 1, 2, 3, 4, 5, 6. Първата система уравнения се използва когато няма големи изисквания към точноста на моделираната V-A характеристика на транзистора. При втората и третата система уравнения се отчитат по-сложните физически процеси. При системите от четвърта до шеста параметрите на моделите се отчитат от справочни данни със специална програма за идентификация.

Параметрите на пълният математически модел на MOS транзистор са показани в табл. 1. 2


Табл. 1. 2

Име на параме-тър

 

Параметър

Стойност

Размер-ност

LEVEL

Индекс на модела

1

-

L

Дължина на канала

DEFL

M

W

Ширина на канала

0

M

VTO

Прагово напрежение при не свързана подложка

1

B

GAMMA

Коефициент на влияние на потенциала на подложката на праговото напрежение

ИЗЧИСЛЯВА СЕ

PHI

Повърхностен потенциал при силна инверсия

0, 6

B

LAMBDA

Параметър на модулация на дължината на канала

0

1/B

RD

Обемно съпротивление на дрейна

0

W

RS

Обемно съпротивление на сорса

0

W

RG

Обемно съпротивление на гейта

0

W

RB

Обемно съпротивление на подложката

0

W

RDS

Съпротивление на утечка дреин-сорс

0

W

IS

Ток на насищане на p-n прехода D-подложка (G-подл. )

10-14

A/m2

JS

Плътност на тока на насищане на прехода D(G)-подл.

0

A/m2

PB

Инверсно напрежение на подповърхностния слой на подложката

0. 8

B

N

Коефициент на неидеалност на прехода подложка-D

1

-

CBD

Капацитет на прехода D-подложка

0

F

CBS

Капацитет на прехода S-подложка

0

F

MJ

Коефициент отчитащ плавноста на прехода D(S)-подл.

0. 5

-

FC

Коефициент на нелинейност на бариерния капацитет на включения в права посока преход на подложката

0. 5

-

TT

Време за пренасяне на зарада орез p-n преход

0

S

NSUB

Степен на легиране на подложката

НЯМА

1/см2

UO

Подвижност на токонос. в инверсния слой на канала

600

см2/В/с

UCRIT

Критическа напрегнатост на вертикалното поле, при която подвижноста на носитслите се намалява два пъти

104

В/см

UEXP

Емперическа константа определяща подв. на носителите

0

-

VMAX

Максимална дрейфова скорост на носителите

¥

м/с

NEFF

Емперически коригиращ коеф. на примесите в канала

1

-

DELTA

Коефициент на влияние на ширината на канала върху праговото напрежение

0

-

THETA

Коефициент на модулация на подвижноста на токоноси-

Телите под влиянието на вертикалното поле

0

1/В

ETA

Параметър на влияние на напрежението D-S на прагово-

то напрежение(статическа обратна връзка)

0

-

KAPPA

Параметър на модулация на напрегението D-S по дъл-

Жината на канала

0, 2

-

KF

Коефициент определящ спектралната плътност на фли-

кер – шума

0

-

AF

Степенен показател, определящ зависимоста на KF от тока през прехода

1

-

T_MEAS-URED

Темпратура на измерването

 

СО

T_ABS

Абсолютна температура

 

СО

T_REL_ GLOBAL

Относителна температура

 

СО

 

Всички модели имат една и съща еквивалентна схема показана на Фиг.14.

-     -Фиг.14 а – нелинейна заместваща схема на MOSFET транзистор

-     -Фиг.14 б – линейна заместваща схема на MOSFET транзистор

 

 а)                                                                                        б)

Фиг.14

модел на диод

Заместващата схема на полупроводников диод (Фиг.15a ) показва идеален диод, състоящ се от идеален източник на ток I(V), капацитет на p-n прехода С, и обемно съпротивление RS. Параметрите на математическия модел на диода са показани в табл. 1. 3


Табл. 1. 3

Име на параме-тър

 

Параметър

Стойност

Размер-ност

IS

Ток на насищане при 27оС

10-14

A

RS

Обемно съпротивление

0

W

N

Коефициент на инжекция

1

-

ISR

Параметър на тока на рекомбинация

0

A

NR

Коефициент на емисия за тока ISR

2

-

IKF

Максимален ток при високо ниво на инжекция

¥

A

TT

Време за пренасяне на заряда

0

C

CJO

Бариерен капацитет на покой

0

F

VJ

Контактна питенциална разлика

1

B

M

Коефициент на лавинно умножение

0. 5

-

EG

Ширина на забранената зона

1. 11

Ev

FC

Коефициент на нелинейност на бариерния капацитет при право включване на прехода

0. 5

-

BV

Обратно пробижно напрежение

¥

B

IBV

Начален ток на пробив, съответстващ на BV

10-10

A

NBV

Коефициент на неидеалност на участъка на пробива

1

-

IBVL

Начален ток при ниско ниво на пробива

0

A

NBVL

Коефициент на неидеалност на участък с ниско ниво на пробива

1

-

XTI

Температурен коефициент на тока на насищане

3

-

TIKF

Линен температурен коефициент на IKF

0

OC-1

TBV1

Линен температурен коефициент на BV

0

OC-1

TBV2

Квадратичен температурен коефициент на BV

0

OC-2

TRS1

Линеен температурен коефициент на RS

0

OC-1

TRS2

Квадратичен температурен коефициент на RS

0

OC-2

KF

Коефициент на фликер-шума

0

-

AF

Степенен показател в формулата за фликер-шума

1

-

T_MEAS-

URD

Температура на измерването

-

OC

T_ABS

Абсолютна температура

-

OC

T_REL_

GLOBAL

Относителна температура

-

OC

 

 a)                                              б)                                              в)

Фиг.15

На Фиг.15б е показана линеаризираната заместжаща схема на диод. Към нея могат да се добавят и източници на ток, които да отразяват шума в диода (Фиг.15в). В диода има следните източници нашум: обемното съпротивление RS, характеризиращо се с топлинния ток IшRS със спектрална плътност SRS=4kT/(RS. Area);дробов шум и фликер-шум на диода, характеризиращи се с тока Iшd със спектрална плътност Sd=2ql+KF. IAF/f, където f е работната честота.

модели на високочестотни резистори и кондензатори

В Pspice моделите на високо честотните резистори и кондензатори на Фиг.16. В тези модели участват паразитните индуктивности на изходите, шунтиращия капацитет на резистора и последователно съпро- тивление на кондензатора.

 а)                                                                                 б)

Фиг.16

а)- високо честотна заместваща схема на резистор

б)- високо честотна заместваща схема на кондензатор

Дължината на изводите във всеки модел е приета 2. 5 mm. Ако дължината на съединителните проводници на печатната платка бъдат големи, то индуктивноста на изходите е необходимо да се увеличи с 0. 4 nH/mm.

модели на бобини

В програмата Pspice се използва модел на магнитна сърцевина, предложен от Джилсон и Атертоном. Този модел се основава на движението на домените в магнитен материал. Чрез него се отразяват всички основни характеристики, като крива на начално намагнитване, магнитно насищане, коерцетивна сила, остатъчна намагнитеност и динамичните промени в хистерезиса.

Съществуват две разновидности на този модел– LEVEL=1 и LEVEL=2. Техните параметри са представени в табл1. 4


Табл. 1. 4

Име на параметър

 Параметър

Стойност

Размерност

LEVEL

Индекс на модела

 

2

AREA

Площ на напречното сечение на магнитопровода

см2

0, 1

PATH

Средна дилжина на магнитните силови линий

см

1

GAP

Ширина на въздушния прозорец

см

0

PACK

Коефициент на запълване на сърцевината

 

1

MS

Магнитно насищане

А/м

500. 103

A

Параметър на формата на безхистерезина крива на намагнитване

А/м

10

C

 

 

0, 1

K

Постоянна подвижност на домените

А/м

10

ALPHA

Параметер за магнитното свързване на домените

 

10-3

GAMMA

 

1/с

0

 

Параметрите AREA, PATH, GAP и PACK определят геометричните размери на сърцевината, а останалите – свойствата на магнитния материал. Основната особенност на модела LAVEL=1 – в него участват честотните свойства на магнитния материал. Модела LAVEL=2 обезпечава достатъчно точно феромагнитните сърцевини и сърцевините от молибденов пермалой, а също така може да се използва за моделиране на феромагнитни аморфни структури.

На Фиг.17 е дадена еквивалентна заместваща схема на бобина при високи честоти.

***

В тази еквивалентна схема (Фиг.17 а и б) общата индуктивност L на реална бобина, включва собствената й индуктивност иидуктивността на изводите й; С е паразитен капацитет, който е резултантен от собствения капацитет СL, капацитета между навивките на намотката, капацитета между изводите и корпуса на бобината, капацитета на свързващите проводници, а RL отразява всички загубни съпротивления в медния проводник и съцевината. В заместващата схема фигурира активното съпротивление Rc, което отразява загубите в паразитния капацитет С, но Rc влияе върху качествения фактор на бобината само при високи честоти. Отбелязани са също и активните съпротивления RFE и RCU. Паралелното съпротивление отразява загубите в сърцевината, а последователното съпротивление RCU – загубите в проводниците.

ВТОРА ГЛАВА: Избор на схеми на импулсни преоб- разуватели и електрическо проектиране.

I. Електрическо оразмеряване на понижаващ dc-dc преобразувател с пасивен демпфер и PWM комутация

Фиг.1- принципна схема на понижаващ dc-dc преобразувател

Изходни данни: Uin=310V, Uout=24V, Iout=10A, fs=33kHz.

1. Избор на мощен ключов транзистор и изправителни диоди.

1. 1. Избор на транзистор

Мощният транзистор се избира по максимално напрежение приложено в обратна посока UCES и максимален колекторен ток Ic.

UCES = 1, 5. Uin IC = 2. IOUT

UCES = 1, 5. 310 =465V IC = 2. 10 = 20A

За мощен ключ избирам IGBT трнзистор IRGPC40K със следните параметри: UCES = 600V, UCE(SAT) £ 3. 2V, UGE = 15V, IC = 25A, ICM = 84A, PD=65W, TJ = -55¸ +150°C.

Пълните каталожни данни за IGBT трнзистора IRGPC40K са представени в приложение 1.

За IGBT транзисторите се препоръчва съпротивлението Rb да бъде 1кW

1. 2 Избор на диодите D1¸D4.

Диодите се избират по максимално напрежение приложено в обратна посока UR и максимален ток в прав посока IF.

 UR = 3. UOUT IF = 1, 5. IOUT

 UR = 3. 24 =72V IF = 1, 5. 10 = 15V

За диодите D1¸D4 избирам UltraFast диод HFA16TB120 със следните параметри:

UR=1200VIRRM(TYP)=5. 8A

UF(TYP. )*=2. 3Vtrr(TYP)=30ns

IF(AV)=16Adi(rec)M/dt(typ)*=76A/ms

Qrr(TYP)=260nC

Пълните каталожни данни за UltraFast диода HFA16TB120 са представени в приложение 2.

1. 3 Изчисляване на индуктивноста на бобината Lm.

Ако се приеме, че пулсациите на тока през Lm са:

 DIL=0. 4I0,

индуктивноста Lm се определя от:

 Lm=

1. 4 Изчисляване капацитета на изходния филтър СO :

Co=

Uw=1, 8Uout=1, 8. 24=43, 2V

Избирам стандартна стойност 820mF/63V

Стойностите на капацитетите Cs, Cb и индуктивноста на бобината Ls се определят на базата на данните получени при симулацията на схемата с PSpice.

II. Електрическо оразмеряване на преобразувател на Чук с пасивен демпфер и PWM комутация.

Фиг.2- принципна схема на преобразувател на Чук с пасивен демпфер.

Изходни данни: Uin=60V, Uout=24V, Iout=10A, fs=33kHz.

1. Избор на мощен ключов транзистор и изправителни диоди.

1. 1. Избор на транзистор

Мощният транзистор се избира по максимално напрежение приложено в обратна посока UCES и максимален колекторен ток Ic.

UCES = 2. Uin IC = 2, 5. IOUT

UCES = 2. 60 = 120V IC = 2, 5. 10 = 25A

За мощен ключ избирам IGBT трнзистор IRGPC40K със следните параметри: UCES = 600V, UCE(SAT) £ 3. 2V, UGE = 15V, IC = 25A, ICM = 84A, PD=65W, TJ = -55¸ +150°C.

Пълните каталожни данни за IGBT трнзистора IRGPC40K са представени в приложение 1.

За IGBT транзисторите се препоръчва съпротивлението Rb да бъде 1кW

1. 2 Избор на диодите D1¸D4.

Диодите се избират по максимално напрежение приложено в обратна посока UR и максимален ток в прав посока IF.

 UR = 3. UOUT IF = 1, 5. IOUT

 UR = 3. 24 =72V IF = 1, 5. 10 = 15V

За диодите D1¸D4 избирам UltraFast диод HFA16TB120 със следните параметри:

UR=1200VIRRM(TYP)=5. 8A

UF(TYP. )*=2. 3Vtrr(TYP)=30ns

IF(AV)=16Adi(rec)M/dt(typ)*=76A/ms

Qrr(TYP)=260nC

Пълните каталожни данни за UltraFast диода HFA16TB120 са представени в приложение 2.

1. 3 Изчисляване на индуктивноста на L1 и L2.

Препоръчва се L = L1 = L2

Ако се приеме, че пулсациите на тока през L са:

 DIL=0. 4I0,

индуктивноста L се определя от:

 L =

1. 4 Изчисляване капацитета на изходния филтър СO :

Co=

Uw=1, 8Uout=1, 8. 24=43, 2V

Избирам стандартна стойност 820mF/63V

Стойностите на капацитетите Cs, Cb и индуктивноста на бобината Ls се определят на базата на данните получени при симулацията на схемата с PSpice.

III. Електрическо оразмеряване на повишаващ квазирезонансен преобразувател с мека комутация по напрежение.

Фиг.3 – принципна схема на повишаващ квазирезонансен преобрасувател с мека комутация по напрежение.

Изходни данни: Uin=60V, Uout=220V, Iout=2, 2A, fs=33kHz.

1. Изходната мощност е : POUT=Uout. Iout=220. 2=440W

2. Входната мощност е : Pin=Pout/hest=440/0. 9=488. 9W

hest – очакван КПД

3. Средната стойност на входния ток е :

Iin(av)(nom)=Pin/Vin(nom)=488. 9/60=8. 148A

4. Максималният входен ток е : Ipk=k. Pout/Uin(nom)=5, 5. 440/60=40, 33A

5. Изходното съпротивление R0 e : R0=Uout/Iout=220/2=110W

6. Избор на мощен ключов транзистор и изправителни диоди.

6. 1 Избор на транзистор

Мощният транзистор се избира по максимално напрежение приложено в обратна посока UCES и максимален колекторен ток Ic.

UCES ³ Uout IC > Ipk

UCES ³ 220V IC ³ 40, 33A

За мощен ключ избирам IGBT трнзистор IRGPC50M със следните параметри: UCES = 600V, UCE(SAT) £ 2. 2V, UGE = 15V, IC = 60A, ICM = 120A, PD=200W, TJ = -55¸ +150°C.

Пълните каталожни данни за IGBT трнзистора IRGPC50M са представени в приложение 3.

За IGBT транзисторите се препоръчва съпротивлението Rb да бъде 1кW

1. 2 Избор на диодите D1¸D4.

Диодите се избират по максимално напрежение приложено в обратна посока UR и максимален ток в прав посока IF.

 

 UR >UOUT IF = 1, 5. IOUT

 UR >220V IF = 1, 5. 2, 3 = 3, 45A

За диодa D1 избирам UltraFast диод HFA16TB120 със следните параметри:

UR=1200VIRRM(TYP)=5. 8A

UF(TYP. )*=2. 3Vtrr(TYP)=30ns

IF(AV)=16Adi(rec)M/dt(typ)*=76A/ms

Qrr(TYP)=260nC

Пълните каталожни данни за UltraFast диода HFA16TB120 са представени в приложение 2.

1. 3 Изчисляване на индуктивноста на L1.

индуктивноста L се определя от:

 L =

1. 4 Изчисляване капацитета на изходния филтър СO :

Co=

Uw=1, 8Uout=1, 8. 220=396V

Избирам стандартна стойност 100mF/63V@@@@@@

С2 ³ 1, 5…2(IOUT. tf /Us )

Компютърният анализ и симулацийте на схемите на dc-dc преобразува- телите са направени с помоща на програмния продукт PSpice Eval 8. 2.

Изследвани са следните схеми на dc-dc преобразуватели:

- понижаващ преобразувател с пасивен демпфер.

преобразувател на Чук с пасивен демпфер.

повишаващ квазирезонансен преобразувател с мека комутация по

напрежение.

1. Анализ на понижаващ преобразувател с пасивен демпфер

Съществен проблем при разработването на dc-dc преобразувателите са големите загуби по време на комутационния процес. Това налага използването на различни демпферни вериги с R, C, L и D елементи.

В настоящия анализ е разгледана схема на dc-dc преобразувател с L, C, D демпферна верига (Фиг.1.1).

 

 

Фиг.1.1- принципна схема на понижаващ dc-dc преобразувател  с пасивен демпфер

Номиналните стойности на елементите от схемата (Фиг.1.1) са :

-     при входно напрежение Uin=310V : X1- IRGPC40K (IGBT); Rb=1kW, Lm=170mH, Co=940mF, Ro=2, 4W, Cb=100nF, Cs=20nF, Ls=30mH, fs=33kHz, d=0. 076, Uout. =24V, Pout. =240W.

-     при входно напрежение Uin=60V : : X1- IRGPC40K (IGBT); Rb=1kW, Lm=170mH, Co=940mF, Ro=2, 4W, Cb=200nF, Cs=30nF, Ls=3mH, fs=33kHz, d=0. 413, Uout. =24V, Pout. =240W.

1. 1. Принцип на действие на използваната демпферна схема.

На Фиг.1.2 е показана е показана пасивна демпферна схема, с която се постигат по-малки комутационни загуби при превключването на ключовия транзистор

 

 Фиг.1.2

Възлите А и К са свързани към анода и катода на свободния диод на преобразувателя (D1), респективно възел А е свързан към елементите, които са свързани към анода на свободния диод в оригиналната верига.

Предложената демпферна схема се състои от индуктивността Ls, два кондензатора Cs и Cb, и три диода D2, D3 и D4. Демпферната индуктивност е свързана последователно на свободния диод (D1). Тя е поставена да огранича- ва di/dt на обратните възтановяващи токове за осъществяване на ZCS включ- ване. Демпферния капацитет Cs е свързан паралелно на D3 и D4, и е изолиран с диода D2. D3 и D4 са отпушени през време на изключването. Те са поставени за ограничаване на dV/dt на Uds за осъществяване на ZVS изключване. ZVS вкючване и изключване също се постига с отпушените диоди. Цялата енергия абсорбирана в демпферната индуктивност и демп- ферния капацитет, се прехвърля върху буферния кондензатор Св. Възта- новяването на енергията се постига при разреждането на Св в изхода.

1. 2. Анализ на предложената схема на dc-dc преобразувател

Схемата на dc-dc преобразувателя е изследвана при различни входни напрежения (Uin=310V и Uin=60V), т. като от него зависи коефициента на запълване d (d=Т/tu), а оттам и режима на работа на ключовия транзистор.

Текстовият файл описващ схемата от Фиг.1.1 е показан в приложение 4, а формите на токовете и напреженията при номинални стойности на елементите - в приложение 5.

1. 2. 1. Изследване влиянието на товарното съпротивление Ro върху стойността на изходното напрежение Uout

Фиг.1.3

Фиг.1.4

На Фиг.1.3 е дадена зависимостта: Uout. av. =f(Ro), d=var при Uin=310V и fs=33kHz.

На Фиг.1.4 е дадена зависимостта: Uout. av. =f(Ro), d=var при Uin=60V и fs=33kHz.

От графиките на Фиг.1.3 и 1. 4 могат да се направят следните изводи:

1. С увеличаване на коефициента на запълване d се увеличава стойността на Uout. , като това е по-силно изразено при Uin=310V (Фиг.1.3), т. като управляващия импулс tu е по-тесен и малките му изменения водят до промяна на Uout. в по-големи граници в сравнение с Uin=60V (Фиг.1.4).

2. С увеличаването на товарното съпротивление Ro, изходното напре- жение отново нараства, което се дължи на намаляването на изходния ток (т. е. тока през Ro).

От графиките на Фиг.1.3 и 1. 4 следва, че външната характеристика на преоб разувателя Uout=f(Iout) има падащ характер, поради загубите в с елементи (ключа, R, L, C и D), свързващите проводници и др.

1. 2. 2. Изследване влиянието на индуктивността Lm върху стойността на изходното напрежение Uout

Фиг.1.5

На Фиг.1.5 е дадена зависимостта:Uout. max. =f(Lm), при Uin=310V и Uin=60V.

От графиката на Фиг.1.5 следва:

Зависимостта на Uout. av. от стойността на индуктивността Lm има два обособени участъка:

-     за стойности на Lm в диапазона 50¸200mН (за Uin=60V) и 50¸300mН,

-     (за Uin=310V), където с увеличаване на индуктивността изходното напрежение слабо намалява.

-     за стойности на Lm над 250mН (за Uin=60V) и над 300mН (за Uin=310V),

-     където с нарастването на индуктивността се увеличава и Uout.

Увеличаването на изходното напрежение с увеличаването на Lm се дължи на това, че се увеличава тока през товара дължащ се на натрупаната в бобината енергия.

1. 2. 3. Изследване влиянието на демпферният кондензатор Cs върху стойността на комутационните загуби върху ключа

Фиг.1.6

Фиг.1.7

На Фиг.1.6 е дадена зависимостта: Pвкл. мах. =f(Cs), при Uin=60V и Uin=310V.

На Фиг.1.7 е дадена зависимостта: Pизвкл. мах. =f(Cs), при Uin=60V и Uin=310V.

 Изводите от графиките на Фиг.1.6 и 1.7 са:

1. Загубите на включване при входно напрежение Uin=60V са минимал- ни в целия изследван диапазон на изменение на Cs от 0. 1nF до 50nF (Фиг.1.6).

2. Зависимостта на изходното напрежение от стойността на кондензато-

ра Cs при Uin=310V (Фиг.1.6) има два обособени участъка:

-     за стойности на Cs от 0. 1nF до 8¸9nF, където загубите на включване са по-големи в сравнение с тези при Uin=60V.

-     за стойности на Cs над 10nF, където загубите на включване са съизмерими с тези при Uin=60V.

3. От Фиг.1.7 следва, че минимални загуби на изключване се постигат при стойности на кондензатора Cs по-големи от 5nF (за Uin=60V).

При входно напрежение Uin=310V, има изразен участък с

минимални загуби на изключване при Cs от 5nF до 25nF, като извън него загубите се увеличават.

На Фиг.1.8 е дадена зависимостта: PLOS =f(Cs), при Uin=310V и Uin=60V.

Фиг.1.8

От графиката на Фиг.1.8 могат да се направят следните изводи:

1. Общите загуби ( Uin=60V) се запазват минимални (приблизително PLOS. =9W), при изменението на Cs в границите от 1nF до 50nF.

2. При Uin=310V общите загуби върху ключа са ниски в диапазона на изменение на Cs от 5nF до 25nF, понеже настъпват резонансни явления в демферната схема.

Общите загуби PLOS са сума от загубите в проводящо състояние на ключа PCON. LOS. и загубите по време на преходния процес PSW. LOS.

PLOS. = PCON. . LOS. + PSW. LOS. PSW. LOS. = PВКЛ. + РИЗКЛ.

1. 2. 4. Изследване влиянието на индуктивността Ls върху стойността на комутационните загуби върху ключа

Фиг.1.9

Фиг.1.10

На Фиг.1.9 е дадена зависимостта: Pвкл. мах. =f(Ls), при Uin=310V.

На Фиг.1.10 е дадена зависимостта: Pвкл. мах. =f(Ls), при Uin=60V.

Изводите са:

За постигане на минимални загуби на включване при Uin=310V

(Фиг.1.9) трябва стойността на индуктивността Ls да се изменя в итервала от 10mН до 35mН (над 35mН се увеличават загубите на включване).

При по-ниски входни напрежения (Uin=60V) диапазона на изменение на Ls, при минимални загуби на включване е по-тесен и е изместен към по-малките стойности на индуктивността Ls£5mH (Фиг.1.10).

 Фиг.1.11

Фиг.1.12

На Фиг.1.11 е дадена зависимостта:Pизвкл. мах. =f(Ls), при Uin=310V

На Фиг.1.12 е дадена зависимостта:Pизвкл. мах. =f(Ls), при Uin=60V

От графиките на Фиг.1.11 и Фиг.1.12 следват изводите:

За постигане на минимални загуби при 310V входно напрежение

отново се поставя ограничение за стойността на Lm и тя трябва да е по-малка от 35mН (Фиг.1.11).

Загубите на изключване при Uin=60V са относително постоянни в

интервала от 2mН до 13mН, но за да имаме и минимални загуби на включване този интервал трябва да се намали от 2mН до 5mН.

Графиките на Фиг.1.9 ¸1. 12 показват, че при работа с по-високи входни напрежения се налага използването на по-големи бобини, което не е удачно от гледна точка на загубите върху тях.

Тъй като комутационните загуби зависят основно от стойността на еле- ментите Ls и Cs, които ограничават съответно нарастването на тока di/dt и напежението dv/dt, то правилният избор на техните стойности определя мини- малните загуби на включване и изключване на ключа.

1. 2. 5. Изследване влиянието на кондензатор Cb върху стойността на комутационните загуби върху ключа.

Фиг.1.13

На Фиг.1.13 е дадена зависимостта: PLOS =f(Cb), при Uin=310V и Uin=60V.

От графиката на Фиг.1.13 следва:

1. Общите загуби върху ключа остават постоянни при изменението на стойността на кондензатора Cb в границите на изследвания диапазон от 50nF до 500nF.

2. С увеличаването на входното напрежение общите загуби се увелича- ват, като при Uin=310V те са 1, 5¸2 пъти по-големи в сравнение с тези при Uin=60V.

1. 3. Заключение

1. От направения анализ следва, че при увеличаване на входното напре-

жение общите загуби (РLOS. ) върху ключа нарастват, като при Uin=310V те са

1.5¸2 пъти по-големи от тези при Uin=60V.

Промяната на входното напрежение води до промяна на коефициента на запълване d, при Uout. =const. С намаляването на Uin се увеличава d, като загубите в отпушено състояние PCON. . LOS. се увеличават, но намаляват комута-ционните загуби PSW. LOS. , което води до намаляване на общите загуби PLOS. .

2. Комутационните загуби на включване и изключване PSW. LOS. зависят основно от стойностите на елементите Ls и Cs в демпферната верига. От нап- равеният анализ следва, че подходящите стойности на тези елементи с оглед на минимизиране на общите загуби върху преобразувателя са:

-     при входно напрежение Uin=60V: Сs=10¸40nF и Ls=2¸5mН.

-     при входно напрежение Uin=310V: Сs=15¸30nF и Ls=10¸35mН.

2. Анализ на преобразувател на Чук с пасивен демпфер

Схемата представлява комбинация от правия и обратния преобразувател и носи името на своя създател С. Чук. Схемата е понижаващо – повишаваща от стойността на коефициента на запълване d.

 

Фиг.2.1– принципна схема на преобразувател на Чук с пасивен демпфер

 Номиналните стойности на елементите от схемата на Фиг.2.1 са:

Uin=60V, X1- IRGPC40K (IGBT), Rb=1kW, L1=100mH, L2=100mH,

Co=940mF, Ro=2, 4W, Cb=200nF, Cs=100nF, Ls=6mH, C1=100mF, D1¸D4- HFA16TB120 (UltraFast), fs=33kHz, d=0. 29, Uout. =24V, Pout. =240W.

В схемата на Чук преобразувателя е използвана същата L, C, D демпферна схема като при понижаващия преобразувател (разгледана в точка 1. 1 ).

2. 1. Анализ на Чук преобразувателя

 Текстовият файл описващ схемата от Фиг.2, 1 е показан в приложение 6, а формите на токовете и напреженията при номинални стойности на елементите в - приложение 7.

2. 1. 1. Изследване влиянието на товарното съпротивление Ro върху стойността на изходното напрежение Uout

Фиг.2.2

На Фиг.2.2 е дадена зависимостта: -Uout. av. =f(Ro), при d=var.

От показаната графика на Фиг.2.2 могат да се напрявят следните изводи.

1. Увеличаването на товарното съпротивление Ro води до повишаването на изходното напрежение Uout, поради намаляването на тока през товара.

2. От семейството характеристики следва, че увеличаването на коефи- циента на запълване d също води до нарастване на Uout.

Промяната на Rо предизвиква изменение на изходното напрежение в тесни граници, докато с изменението на d тази зависимост е по-силно изразена

2. 1. 2. Изследване влиянието на индуктивностите L1 и L2 върху стойността на изходното напрежение Uout

Фиг.2.3

На Фиг.2.3 е дадена зависимостта: -Uout. av. =f(L1), при d=0, 29 и L2=const

 Извод : От графикaта на Фиг.2.3 е очевидно, че изменението на индуктивността L1 влияе влияе слабо върху стойноста на Uout.

Това се дължи на наличието на последователен кондензатор С1 във веригата за предаване на мощността, чрез който се дозира енергията прехвърляна в товара, като се избягва влиянието на L1.

2. 1. 3. Изследване влиянието на кондензатора С1 върху стойността

на изходното напрежение Uout

Фиг.2.5

На Фиг.2.5 е дадена зависимостта: -Uout. av. =f(С1), при d=0, 29.

На графиката показваща зависимостта на изходното напрежение Uout от изменението на дозиращия кондензатор С1 могат да се обособят три области:

- в първата област, при С1 = 1¸40mF има стръмна зависимост на Uout от

стойноста на С1, като намаляването на C1 води до намалчване и на Uout.

-във втората област, при С1 =40¸200mF изходното напрежение почти не се влияе от промяната на С1.

-в третата област, при С1=200¸1000mF, където изменението на С1 води до слабо повишаване на изходното напражение.

2. 1. 4 Изследване влиянието на демпферният кондензатор Cs върху стойността на комутационните загуби върху ключа

Фиг.2.6

Фиг.2.7

На Фиг.2.6 е дадена зависимостта: Рвкл. мах. =f(Сs), при d=0, 29.

На Фиг.2.5 е дадена зависимостта: Ризкл. . мах. =f(Сs), при d=0, 29.

От двете графики (Фиг.2.6 и 2. 7) следват следните изводи:

1. Първата графика показва, че изменението на Сs води до незначително изменение на загубите при вкючване, като зависимоста има изразен нелинеен характер.

2. На втората графика има обособени три области :

-     - първа област при Cs<50nF, има стръмна зависимост на загубите на изключване от стойноста на Cs, като намаляването на Cs води до увеличаване на загубите.

-     -втора област при Cs=50¸200nF, тук има слаба зевисимост на загубите от стойноста на Cs, като характерното за тази обласат е, че загубите на изключване имат  малка стойност.

-     -трета област при Cs>200nF, като в нея има стръмна и почти линейна зависимост на загубите от изменението на Cs, като увеличението на стойноста на кондензатора води до значително нарастване на загубите.

Фиг.2.8

На Фиг.2.8 е дадена зависимостта: Рce. av = f(Сs), при d=0, 29.

Извод: Увеличаването на общите загуби върху ключа PLOS=PSW. LOS. +PCON. LOS в интервала от 50¸200mН, където загубите от комутацията PSW. LOS са относително минимални, се дължи на повишаването на загубите в отпушено състояние на транзистора PCON. LOS.

2. 1. 5. Изследване влиянието на индуктивността Ls върху стойност-

та на комутационните загуби върху ключа

Фиг.2.9

Фиг.2.10

На Фиг.2.9 е дадена зависимостта: Рвкл. мах. =f(Ls), при d=0, 29.

На Фиг.2.10 е дадена зависимостта: Ризкл. . мах. =f(Ls), при d=0, 29.

Получените графики (Фиг.2.9 и 2. 10) показват, че с увеличаването стойността на индуктивността Ls комутационните загуби при включване и изключване намаляват, като тази зависимост е силно нелинейна, поради резонансни явления в схемата

Заключение

В настоящата дипломна работа е направен анализ на основните схеми на еднотактни импулсни транзисторни преобразуватели с непосредствена връзка – понижаващ, повишаващ и преобразувател на Чук, като са използвани два вида пасивни демпфера. В резултат на това може да се направи извода, че при подходящ избор на демпфер и алгоритъм на управление на силовия тран-

зистор, могат да се намалят загубите по време на комутация в ключа от 2¸3 пъти. Икономически е целесъобразно използването на представения пасивен демпфер (разгледа подробно за понижаващия преобразувател), понеже едно от главните изисквания към разгледаните схеми е постигането на висок КПД.

За анализа на представените схеми е използван програмния продукт “Design Center Eval8” и каталога на “International Rectifier”, с пълните каталожни данни на силовите транзистори. Направено е проучване в IEEE, относно методите за намаляване на комутационните загуби в ключовите транзистори при еднотактните dc-dc преобразуватели. Разгледани са еквивалентните заместващи схеми на моделите на силовите ключове, бобини, кондензатори и подробно са описани техните параметри. Това е от голямо значение за изследваните схеми т. като същите параметри влияят на загубите в ключа.

Литература

1.                 Брандиски, К., В. Младенов. Ръководство за решаване на задачи по теоретична електротехника с PSPISE. изд. “Сиела”, 1998

2.                 Браун, М. Токозахранващи устройства. изд.“Техника”, 1998

3.                 Вълчев, В., Д. Юдов. Повишаващ квазирезонансен преобразувател с мека комутация по напрежение. Сп. “Електротехника и електроника – Е+Е” (приета за печат)

4.                 Гедзберг, Ю. М. Блоки питания отечественных и зарубежных телевизоров. изд. “Малип”-Москва, 1998

5.                 Колев, Й. Токозахранващи устройства. изд. “ВМЕИ – Варна”, 1994

6.                 Разевиг, В. Д. Система схемотехнического моделирования и проектирования печатных плат Design Center PSpise. Москва, 1996

7.                 Рачев, Д. Справочник на радиолюбителя, изд. “Техника”, 1984

8.                 Соклоф, С. Приложения на аналогови интегрални схеми, изд. “Техника”, 1990

9.                 Стефанов, Н., Т. Атанасов. Наръчник по токозахранващи устройства. изд. “Техника”, 1992

10.             Юдов, Д., Г. Тодоринов. Токозахранване. Ръководство за лабораторни упражнения. изд. “ТУ-Варна”, 1998


Настоящата тема може да използвате непосредствено, след като я изкопирате и запазите във файл (MS Word формат).


Ако желаете, може да получите файла 1010302.doc на Вашия e-mail адрес, след като заплатите on-line 3 лева чрез ePay по фирмената ни микросметка.
Може да платите и от банкомат   (чрез B-pay), но е необходимо да ни известите с празен e-mail, в който полето Относно/Subject да съдържа текст от вида: ПЛАТЕНО/PLATENO дд/мм/гггг чч:мм тема/tema: 1010302
платете 3 (три) лева
След като натиснете бутона ePay Now, автоматично ще бъдете пренасочени към сайта на ePay.bg, където фактически ще извършите плащането. След като платите (или не платите) системата отново ще Ви върне на нашия сайт. !!! ВАЖНО: При попълване на електронния формуляр на ePay.bg, в полето Информация, която получателят ще види за Вас, е необходимо да изберете E-mail, за да Ви изпратим файла на този, посочен от Вас, e-mail адрес